[t.menas]

Hallo Forum!

Anlässlich einer Gelegenheit, in den Besitz o. g. Verstärkers zu gelangen, habe ich kürzlich begonnen, mein Interesse an der (Röhren-) Verstärkertechnik zu vertiefen. Viele Fragen tun sich mir da auf – es mangelt mir eben (noch) an dem Verständnis der Sache. Zweck des Unterfangens ist, einen gut klingenden Verstärker zu haben, und (idealiter) zu begreifen, warum er gut klingt. – Ich muss mich bemühen, und werde versuchen, etwas Ordnung in den Wust von Unklarheiten zu bringen.

Es handelt sich also um einen Klemt Echolette M40, und zwar die frei verdrahtete Version mit Klinkenbuchsen (wohl 1963). Im Zustand, wie ich ihn erhalten habe – augenscheinlich der Werkszustand –, entsprach der Verstärker dem Schaltplan, den ich unten anhänge und auf den ich mich im Folgenden beziehe; mit (abgesehen von den Klinken- statt DIN-Eingängen und Ersatz-Standardwerten: 47k statt 50k usw.) folgenden Abweichungen:

– statt den Gleichrichterröhren Halbleiterdioden, angelötet auf den Unterseiten der beiden Sockel
– R23: 1M statt 200k
– R44: 33k statt 16k
– R90: 33k statt 10k

Die ersten drei Abweichungen spielen kaum eine Rolle, letztere aber wundert mich. Von Fotos weiß ich, dass mein Exemplar nicht das einzige mit 33k an der Stelle ist, die Abweichung vom älteren Schaltplan scheint Absicht des Herstellers zu sein. Jedoch ändert sich dadurch völlig der Ruhestrom und die Spannungen quasi überall. Mit 33k hatte ich eine B+-Spannung von 390 V (mit dem Spannungswahlschalter auf 220 V – da habe ich ziemlich genau 6,3 V Heizspannung), wo die originalen Kannenelkos doch nur bis 350 V spezifiziert sind; der Ruhestrom betrug pro Röhre etwa 7 mA. Mir kamen die Werte komisch vor, sodass ich R90 durch 4,7k + 25k-Trimmpotentiometer ersetzt habe. Mein Grund dafür war die prominente ‚70-%-Regel‘ hinsichtlich der Verslustleistung, die freilich vom AB-Betrieb ausgeht. Mittlerweile denk ich mir, dass Klemt offenbar mit meiner Version des Geräts vom AB- zum B-Betrieb übergegangen ist. Im Moment ist der Widerstand irgendwo bei 7–9k eingestellt, sodass sich um die 60–70 % Verlustleistung ergeben (die alten Siemens-Röhren, die drin waren und immer noch sind, sind nicht gematcht; jede Seite kommt aber addiert etwa auf den gleichen Ruhestrom von 44 mA, wovon laut Datenblatt 1/9 über die Schirmgitter fließt).

– Frage hierzu: Verstehe ich das richtig, dass der Wechsel von den 10k im alten Plan auf 33k einen Wechsel vom AB- zum B-Betrieb bedeutet? Wie kommt der Hersteller darauf – mehr Effizienz, mehr Leistung? Welches Bias ist hier empfehlenswert? (Ich hatte leider noch keine Gelegenheit zu einem anständigen Hörtest!)

Die zweite große Fragenabteilung betrifft das Rauschen. Ich bin mittlerweile einigermaßen überzeugt, dass es nicht an einer Fehlfunktion liegt, wenn man den Amp aufdreht und einen dermaßenen Rausch bekommt, dass man Angst kriegt. Tatsächlich ist der Rauschabstand gar nicht so furchtbar schlimm, wenn man aufdreht und mit einem Mikro aufnimmt – das klingt in Sachen Rauschen ganz passabel. Dennoch, es ist deutlich mehr als z. B. bei einem alten Fender dieser Leistungsklasse. Dass das aber kaum anders sein kann, merkt man, wenn man mal dem Signal nachsteigt. Ein 0,1-V-Sinuston wird in Rö.1 auf 2 V verstärkt. Dann kommt die Kanal-Klangregelung und Kanal-Lautstärke; am Eingang von Rö.3 kommen bei offenem Lautstärke-Potentiometer an: 0,2 V – also kaum was gewonnen. Rö.3 verstärkt die 0,2 V wieder auf 2,8 V, welche Rö.4 auf 53 V bringt, damit das Master-Klang- und Lautstärkesystem das Signal wieder auf 2,6 V zusammenkürzen kann (alle Regler offen). Die zweite Triode von Rö.4 übergibt der Phasenumkehrstufe 25 V.

– Frage: Wenn man den Verstärker in erster Linie nicht als Mischverstärker verwendet, sondern nur eine Gitarre dranhängt, müsste doch an dem Rauschen einiges zu verbessern sein? Mal vorn angefangen, schon 33k statt 100k Eingangswiderstand (wie bei Fendern, wenn man nur Input 1 benutzt) müsste doch den Rauschabstand verbessern? Außerdem, ebenfalls wie bei Fendern, 100k-Anodenwiderstände im Vorverstärker, dafür dann besonders bei Rö.4 die Widerstände verkleinern? Könnte man nicht auch die Kanal-Klangregelung überbrücken und so etliche dB retten – oder geht da das meiste über die Lautstärkeregelung drauf? Solche Eingriffe in die Verstärkungskette würden wahrscheinlich den Ausgang fürs Bandecho und den Tonbandanschluss unbrauchbar machen, oder? Dann könnte man Rö.3 wohl auch gleich ganz aus dem Verkehr ziehen …

Damit zusammenhängend die nächste große Frage, das Zerrverhalten. Überhaupt zerrt der Verstärker sehr früh, wenig Headroom. Bei kräftig angeschlagenen Akkorden klingt das ganz nett, wenn mans mag – marshallig breiig. Einzelne Saitenanschläge aber zerren nicht so schön, eher kratzig-krächzig. Ist das normal? In einem uralten Thread hier im Forum gibt es einen Bericht über unerwünschte Verzerrung, leider ohne Lösung. Wenn man nochmal dem Signal nachgeht, dann sieht es so aus, als ob es am Eingang des Phasenumkehrers bei offenen Reglern einigermaßen schön verzerrt ankommt. Hinter der Phasenumkehr aber sieht man bereits bei Master-Lautstärke 2–3 deutliches Clipping – am Lastwiderstand beobachtet hat man dann ohne ganz aufzudrehen schnell nur noch Rechtecke auf dem Oszilloskop. (Apropos: Ist es normal, dass der Ausgangsübertrager höchstselbst deutlich hörbar schwingt, also selbst z. B. den eingespeisten Sinuston zu Gehör bringt?)

– Frage: Kann es sein, dass hier eine wirklich ungute Übersteuerung einer Stufe stattfindet? Mir kommt vor allem die Phasenumkehr komisch vor. Die beiden Trioden bringen übrigens auch sehr unterschiedliche Pegel hervor: die invertierende 35 V, die nichtinvertierende nur 21 V. Das sollte nicht so sein, oder? (Mit einer ECC83 neuer Produktion ist es besser, aber immer noch deutlich ungleich.) Sind letztgenannte Pegel in einer sinnvollen Größenordnung für die An-/Aussteuerung der Endstufe? Die Endstufengitter liegen auf –13 V.

Noch kurz zur Info, was ich bisher an dem Verstärker gemacht habe:

– Gleichrichterdioden abgelötet, stattdessen EZ81 rein
– alle außer den Eingangs- (wofür sind die überhaupt gut?) und Ton-Kondensatoren getauscht
– Schirmgitterwiderstände getauscht: einer war abgeraucht (danke Bea für den Hinweis, auf den man schnell beim Googeln stößt)
– besagtes Trimpotentiometer + 4,7k anstelle von R90 fürs Bias
– Regler und Kontakte gereinigt

Wer immer sich auch nur einer meiner tausend Fragen annehmen möchte: Vielen Dank im Voraus!

[bea]

– statt den Gleichrichterröhren Halbleiterdioden, angelötet auf den Unterseiten der beiden Sockel
– R23: 1M statt 200k
– R44: 33k statt 16k
– R90: 33k statt 10k

Die ersten drei Abweichungen spielen kaum eine Rolle, letztere aber wundert mich. Von

Glaub ich nicht.  Vor allem wegen der Diodengleichrichtung muss Du vorsichtig sein; der Innenwiderstand der EZ81 sollte schon nachgebildet werden - sonst könnte es sein, dass die Spannungsfestigkeit der Siebelkos bei kalten Röhren überschritten wird. Ohne nachzurechnen würde ich da bei EZ81 bleiben.

R90 sollte die Biasspanung erhöhen - hast Du mal nachgemessen? (Ach so, lese grad: alles im Soll. Meine M40 bringt das aber unmodifiziert. Ich müsste mal nachschauen, was in den Kisten bestückt ist.)

Wenn Du einen Verstärker mit einem sin bei hoher Aussteuerung quälst, ist es normal, dass der Trafo mehr oder laut mitpfeift. Sollte zwar nicht sein, aber die Ingenieure haben ihre Trafos damals schon auch unter Kostendruck designt.

So, jetzt zu R23. Das ist der Gitterableitwiderstand für V4/1. Kann man vergrößern. Dann steigt auch gleichzeitig der Pegel an V4/1. Hat den Vorteil, dass das Rauschen nicht ganz so ins Gewicht fällt; V3/1 dürfte die Hauptursache sein. V3/1 steuert dann aber V4/1 an, und von dort geht es auf die Klangregelung. Also nix mit Röhre ziehen...

Wenn man etwas an der Schaltung verbessern will, muss man den Pegel an V3/1 erhöhen, also den der Vorstufen, und zwar möglichst ohne deren Ausgänge hochohmiger zu machen. Das könnte man dann an V3/1 und V4/1 mit lokaler Spannungsgegenkopplung kompensieren. Von V4/1 gehts dann in die Master-Klangregelung, und V4/2 sitzt dann bereits hinter dem Master-Vol. Deren Rauschen ist zwar auch hörbar, aber im Betrieb erst mal zu vernachlässigen.


Wenn Du Gitarre drüber spielen willst, solltest Du die Schrirmgitterwiderstände nicht nur erneuern, sondern vergrößern. Es kann sein, dass dadurch die Schirmgitterspannung und damit die Verstärkung sinkt, sodass das Zurücknehmen der Über-Alles-Gegenkopplung notwendig erscheint.


Ach ja, die Phasenumkehr... ich mag ja lieber den katodyn .... ein normaler Differenzverstärker ist inhärent unsymmetrisch, wenn auch nicht so stark. Zum Ausgleich nimmt man ja deshalb gerne mal unsymmetrische Anodenwiderstände. Hast Du mal die Biassapnnungen in den beiden Endstufenzweigen nachgemessen (Punkte 2 und 3)? Wenn die deutlich unterschiedlich sind, wird das die maximale Signalspannung in den beiden Röhren des LTP beeinflussen (Begrenzung durch Gitterstromeinsatz). Zusätzlich zu der inhärenten Unsymmetrie des PI.
Aber auch das klingt danach, dass der PI im Detail nochmal sorgsamer designt werden bzw das Design überprüft werden sollte.

Wie gesagt, man müsste das alles im Vergleich nachmessen oder spicen. Und bestätigt meine Hassliebe zu den Kisten, mit ihrem Charme der Unvollkommenheit alter Röhrenradios... ;-)

Im direkten Vergleich klingt der Dynacord Eminent (in der Vollröhrenversion) als PA übrigens deutlich besser.

[t.menas]

Glaub ich nicht.  Vor allem wegen der Diodengleichrichtung muss Du vorsichtig sein; der Innenwiderstand der EZ81 sollte schon nachgebildet werden - sonst könnte es sein, dass die Spannungsfestigkeit der Siebelkos bei kalten Röhren überschritten wird. Ohne nachzurechnen würde ich da bei EZ81 bleiben.

Die genannten Abweichungen beziehen sich auf den Zustand, wie ich den Verstärker erhalten habe, und was augenscheinlich Werkszustand war; die Dioden vielleicht auch nicht (es würde halt schon einleuchten, schon damals dürften die Halbleiterdioden doch deutlich billiger gewesen sein als ein Paar EZ81). Wie gesagt habe ich die Halbleiter rausgenommen und Röhren rein. Die Spannungen waren tatsächlich höher mit den Halbleitern (das waren die 390 V, hatte mich in meinen Notizen geirrt).

So, jetzt zu R23. Das ist der Gitterableitwiderstand für V4/1. Kann man vergrößern. Dann steigt auch gleichzeitig der Pegel an V4/1. Hat den Vorteil, dass das Rauschen nicht ganz so ins Gewicht fällt; V3/1 dürfte die Hauptursache sein. V3/1 steuert dann aber V4/1 an, und von dort geht es auf die Klangregelung. Also nix mit Röhre ziehen...

Ich hatte R23 mal testweise von dem verbauten 1M gegen die im Plan vorgesehenen 200k getauscht und konnte keinen nennenswerten Unterschied wahrnehmen. Ebenso mit R44 in der Gegenkopplung. Daher meine Behauptung „spielen kaum eine Rolle“. Von Röhre ziehen war nicht die Rede, sondern davon, Rö.3 schaltungsmäßig zu umgehen/rauszunehmen.

Wenn man etwas an der Schaltung verbessern will, muss man den Pegel an V3/1 erhöhen, also den der Vorstufen, und zwar möglichst ohne deren Ausgänge hochohmiger zu machen. Das könnte man dann an V3/1 und V4/1 mit lokaler Spannungsgegenkopplung kompensieren.

Ich hab jetzt mal R9 gegen 100k getauscht. Das verbessert den Rauschabstand merklich (wenn auch nur vielleicht 1 dB). Aber das macht den Ausgang wohl hochohmiger? Was ist der Haken daran? Eine lokale Gegenkopplung hätte man z. B., wenn man C12 an der Katode von V4/1 rausnimmt, richtig?

Was mir überhaupt jetzt aufgefallen ist, sind die Arbeitspunkte der ECC83. Röhren 1–4 haben alle eine Gittervorspanung von –1 V gegenüber der Katode. Wenn also V3 fast 3 V effektiv an V4 übergibt (mit 0,1 V effektiv Eingangssignal, Kanallautstärke offen), dann muss es doch notwendig haufenweise unschöne Verzerrung geben; ebenso V4/2, die auch über 2,5 V vom (offenen) Master bekommt. Am schlimmsten ist es bei der Umkehrröhre: Gittervorspannung –5 V (25/30 V gegen Masse), Eingangsspannung 25 V (Master offen); kein Wunder, dass ab Masterlautstärke 2–3 das Signal schon abgeschnitten wird. Kann das so gewollt sein? Das scheint mir schlecht zu dem von Klemt behaupteten Klirrfaktor von 2,5 % bei Nennleistung zu passen. Nun könnte man, wenn ich das richtig verstehe, die Arbeitspunkte verschieben, indem man die Katodenwiderstände (sämtlich 2k) vergrößert. Aber selbst dann stößt man doch gleich wieder an die Grenze, die die niedrigen Anodenspannungen per se darstellen (bei mir A1: 222 V, A2: 152 V). Warum sind die überhaupt so niedrig, verglichen mit anderen (Gitarren-) Verstärkern? Was spricht für so niedrige Spannungen?

Wenn Du Gitarre drüber spielen willst, solltest Du die Schrirmgitterwiderstände nicht nur erneuern, sondern vergrößern. Es kann sein, dass dadurch die Schirmgitterspannung und damit die Verstärkung sinkt, sodass das Zurücknehmen der Über-Alles-Gegenkopplung notwendig erscheint.

Welche Größe wäre denn passender, und warum? So wie ich das verstanden habe, verschiebt der R_g2-Wert lediglich die (I_aU_g1)-Kennlinie, sodass man nur die Gittervorspannung leicht nachjustieren müsste.

Ach ja, die Phasenumkehr... ich mag ja lieber den katodyn .... ein normaler Differenzverstärker ist inhärent unsymmetrisch, wenn auch nicht so stark. Zum Ausgleich nimmt man ja deshalb gerne mal unsymmetrische Anodenwiderstände. Hast Du mal die Biassapnnungen in den beiden Endstufenzweigen nachgemessen (Punkte 2 und 3)? Wenn die deutlich unterschiedlich sind, wird das die maximale Signalspannung in den beiden Röhren des LTP beeinflussen (Begrenzung durch Gitterstromeinsatz).

Ja, die inhärente Asymmetrie ist ja irgendwo in der Größenordnung von 5 %, nicht wie bei mir 50 %. Ich muss bei R37 auf 22k runtergehen, um annähernd auf die gleichen (effektiven) V_o zu kommen. An den Punkten 2 und 3 messe ich ziemlich genau gleich –13,3 V. Kann es sein, dass die Asymmetrie daran liegt, dass schon die vorhergehenden Stufen asymmetrische Signale produzieren? Das ist nämlich der Fall, wahrscheinlich eben wegen der ungünstigen Arbeitspunkte.

[Stubenrocker81]

Wo willst du den klanglich überhaupt hin? Soll es crunchig werden?
So wie du schreibst willst du maximalen Clean Headroom?
Und mach dir keine Kopf wegen unsymetrie vom PI! An einem Gitarrenverstärker ist so ziemlich alles unsymetrisch😉. Bei Bass und Hifi sicher grundlegend wichtig, bei Gitarre sogar gewollt.
Gruß Stephan

[bea]

Deine Fragen gehen so sehr ins Detail, dass ich meine Kiste geöffnet neben den Rechner stellen und mitmessen müsste...

Den folgenden Plan kennst Du?

http://peel.dk/Dynacord/pdf/M70.pdf

Das ist eine M40, leicht modernisiert: andere Vorröhren, aber soweit ich sehen kann identisch beschaltet zu den ECC83, was mit den ECC808 auch kein Thema sein sollte. Dann eine Umstellung auf Diodengleichrichtung. Beachte an dieser Stelle bitte alle Spannungswerte - ich glaube, die M70 hat einen geänderten Netztrafo.

Aber: alle internen Spannungswerte sollten gleich oder sehr ähnlich sein; Du kannst sie also als Referenzen nehmen.

Die Schirmgitterwiderstände begrenzen vor allem auch den Schirmgitterstrom bei sehr hoher Aussteuerung. Bei Deiner M40 ist bereits einer durchgebrannt (und daher vermutlich mindestens ein weiterer angeschlagen). Da würde ich mindestens 470 Ohm einsetzen, auch bei einem Bassamp - man kommt bei der kleinen Endstufe zu schnell in die Übersteuerung, auch wenn man das eigentlich nicht will.

Weil UL sollte der G2-Strom im Leerlauf ganz nah an der Anodenspannung liegen, vielleicht sogar ein bisserl darüber. Ich würde Trial und Error machen und ihn ggf soweit über 470 Ohm vergrößern, solange sich im Leerlauf noch wenig ändert.

Berechnen kann man die kaum. Falls man halbwegs brauchbare Röhrenmodelle zur Verfügung hat, kann man sich durch Vorwärtssimulation an die "optimal kleinen" Werten herantasten.

[t.menas]

Wo willst du den klanglich überhaupt hin? Soll es crunchig werden?
So wie du schreibst willst du maximalen Clean Headroom?

Gute Frage. Meine Vorstellung ist immer der Fender-Sound (post-Tweed), aber mir ist klar, dass das ein ganz anderer Verstärker ist, und gar nicht für Gitarre konzipiert. Dennoch ist der Clean-Sound wirklich gut, die Bässe und Höhen, besonders – Puristen wird es grauen – mit den „Echolette LE2“-Dreiwegeboxen! Crunch soll der Verstärker bitte ruhig haben, unbedingt sogar. Mein Problem mit der M40 ist hier, dass erstens der Übergang in die Zerre für meinen Geschmack lautstärkemäßig zu früh ist (zu wenig Headroom), zweitens dann die Zerre auch nicht sonderlich gut klingt. Meine Vermutung ist im Moment, dass es hilft, weiter hinten Verstärkung rauszunehmen – die Stufen ab V4 scheinen regelmäßig bis zum Gitterstrom übersteuert zu werden.

Und mach dir keine Kopf wegen unsymetrie vom PI! An einem Gitarrenverstärker ist so ziemlich alles unsymetrisch😉. Bei Bass und Hifi sicher grundlegend wichtig, bei Gitarre sogar gewollt.
Gruß Stephan

Ja, es ist ja auch nicht so, dass ich die Asymmetrie gehört hätte:)

Den folgenden Plan kennst Du?

http://peel.dk/Dynacord/pdf/M70.pdf

Der Plan ist ja klasse! Ich werde mal alles nachmessen, aber auf den ersten Blick scheinen die Spannungen in etwa meinen bisherigen Messungen zu entsprechen. Und was mir auch gleich auffällt: Der Plan weist eine Eingangsempfindlichkeit von 1 mV aus – bei offenen Reglern sicherlich –; klar, dass da ein Gitarrensignal von 30–100 mV den Verstärker maßlos übersteuert, wenn man die Regler aufdreht.

Die Schirmgitterwiderstände begrenzen vor allem auch den Schirmgitterstrom bei sehr hoher Aussteuerung. Bei Deiner M40 ist bereits einer durchgebrannt (und daher vermutlich mindestens ein weiterer angeschlagen). Da würde ich mindestens 470 Ohm einsetzen, auch bei einem Bassamp - man kommt bei der kleinen Endstufe zu schnell in die Übersteuerung, auch wenn man das eigentlich nicht will.

Weil UL sollte der G2-Strom im Leerlauf ganz nah an der Anodenspannung liegen, vielleicht sogar ein bisserl darüber. Ich würde Trial und Error machen und ihn ggf soweit über 470 Ohm vergrößern, solange sich im Leerlauf noch wenig ändert.

Ich werde mal 470 Ω/2 W einbauen und sehen, wie sich die Spannungen ändern.

Danke für eure Hilfe!

[bea]

Klar. In der M40 sind Mikrofoneingangsstufen, nur halt so hochohmig, dass man da auch Gitarrentonabnehmer anschließen kann.

Die Hochtöner der LE2 sind so wenig belastbar, dass ich die auf keinen Fall mit einem verzerrten Gitarrensignal malträtieren würde. Schon gar nicht, wenn die von Echolette selbst empfohlene Modifikation der Frequenzweiche noch nicht vorgenommen wurde (höhere Übernahmefrequenz). Vermutlich ist der breite Frequenzgang auch der Grund für die "unschöne" Verzerrung.

Der Tieftöner allein ist allerdings ebenfalls ziemlich breitbandig.

Due weißt aber auch, dass die Endstufe mit 2 LE2 deutlich fehlangepasst betrieben wird (2.25 Ohm an 6 Ohm-Klemme) ? Und dass die M40 eine einzelne LE2 zerstören kann, weil deren Belastbarkeit nicht ausreicht?

[Stubenrocker81]

Genau wie Bea schreibt! Schließ mal eine Gitarrenbox an bzw. Klemm die HT und Weiche ab! Auf passende Impedanz achten!Gain reduzieren kann man dann auch noch in Angriff nehmen!


Gruß Stephan

[t.menas]

Die Boxen (drei LE2) waren quasi eine Dreingabe des Vorbesitzers zum Verstärker. Bei einer war auch tatsächlich die Wanne hin, jedenfalls geben weder Mittel- noch Hochtöner, auch für sich allein, keinen Ton von sich; bei einer anderen war der Tieftöner gegen einen ganz schwachen, uralten „SEL“ (?) getauscht. Drum hab ich mir auch anfangs nicht viel aus den Boxen gemacht. Mittlerweile gefallen mir die aber so gut, dass ich vielleicht doch besser drauf aufpassen will. Die Modifikation hab ich vorgenommen, Hochtöner hinter 2,5 statt 10 μF und in Reihe statt parallel.

Was die Impedanz-Abweichung betrifft, war ich davon ausgegangen, dass der Trafo das wegstecken muss, da er ja immerhin zwei parallele 6-Ω-Ausgänge hat, und die Boxen doch auch irgendwie im Zusammenhang mit der M40 vermarktet wurden – vielleicht stimmt das ja gar nicht. Zuletzt hatte ich eine LE2 und eine andere 8-Ω-Box jeweils an einem 6-Ω-Anschluss; macht parallel 2,88 Ω. Wäre es besser, die 8-Ω-Box an die 15 Ω zu hängen?

Die unschöne Verzerrung liegt nicht an der Box, mit einem Jensen C15N ist es genau so (und so viel langweiliger als mit einer LE2).

Zurück zum Verstärker. Um die Spannungen mit denen im Plan der M70 zu vergleichen, hab ich zuerst das Bias der Endröhren so eingestellt, dass im Leerlauf 340 V an den Anoden anliegen. Das entspricht bei mir einer Gittervorspannung von –12 V, Ruhestrom im Mittel zwischen den Röhren 31 mA. Die Leerlauf-Anodenspannungen der Röhren 1–4 liegen jeweils so 20–30 V über denen im Plan der M70; Röhre 5 hat in der M70 ihre eigene Versorgung mit 330 V, sodass meine Spannung hier drunter liegt, 190 V statt 235 V. – Frage: Was spricht dafür und dagegen, am PI die 330 V anzulegen statt wie bei der M40 220 V? Theoretisch müsste das doch an der Stelle mehr Headroom geben?

Bei den im Plan angegebenen Signalspannungen ist mir nicht klar, ob da alle Eingänge gleichzeitig gespeist werden. Wenn ich nur einen Eingang mit 1 mV 500-Hz-Sinus speise, Regler wie im Plan angegeben, ergibt sich Folgendes.

	Plan	gemessen
Eingang	1 mV	1 mV
Anode1b	21 mV	21 mV
Gitter 3b	3 mV	3 mV
Anode 3b	7 mV	30 mV
Anode 4a	0,5 V	2 V
Gitter 4b	40 mV	60 mV
Anode 4b	0,?? V	1,5 V
Anode 5a	3,5 V	10 V
Anode 5b	3,5 V	9 V

Die im Plan behaupteten 7 mV hinter Rö.3b können doch nicht stimmen, oder? Wie passt das mit den ausgewiesenen 24 mV an Pin 1 des Tonbandanschlusses zusammen? (Da messe ich 3 mV.) Für Rö.4a stimmt der Verstärkungsfaktor wieder, Eingang und Ausgang jeweils das Vierfache der Angabe. Mein Klang-Lautstärke-Netzwerk nimmt deutlich mehr weg, was vielleicht an den zusätzlichen Kondensatoren in der M70 liegen könnte. Ob Rö.4b abweicht, weiß man nicht, da die Zahl im Plan unleserlich ist; wenn da sowas wie 0,95 V steht, würde es passen. Der PI gibt jedenfalls ca. das Dreifache aus. (Die Asymmetrie ist deutlich weniger schlimm als in meinen vorherigen Messungen, denn ich habe an der Stelle die Klangregler zugedreht, die offen die Sinuskurve extrem entstellen; sieht glaub ich aus wie parasitäre Oszillationen).

Also: Deutliche Abweichungen einmal vor dem Master, einmal dahinter. Fällt euch dazu was ein?