Tube-Town Forum
Technik => Tech-Talk Design & Konzepte => Thema gestartet von: darkbluemurder am 18.12.2009 17:14
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Liebe Röhrenfans,
wie es das Thema schon sagt, geht es mir um den selten diskutierten Eingangs-C auf der Masseseite.
Valve Wizard schreibt hierzu:
The decoupling capacitor for the second grid (Cg2) must pass all frequencies to ground (down to 1Hz ideally), and can be found in exactly the same way as the input capacitor, although the fairly universal value of 100nF is usually suitable. In this case it will decouple down to 1.7Hz, which is sufficient.
Eine Begründung, warum das so sein muss, fehlt leider.
Randall Aiken schreibt hierzu:
A 0.1uF cap should be used on the second input, the grounded grid side for best low frequency balance, and the "standard" 1Meg resistors can be used for the grid bias resistors.
Auch hier leider keine Begründung. Insbesondere ist mir nicht klar, wie sich das auf die low frequency balance auswirkt, wenn er dann im nächsten Satz als Eingangs-C auf der Signalseite nicht mehr als 0,005uF vorschlägt.
Die beiden zitierten Aussagen erklären zwar, wieso dieser C bei fast allen Amps, die eine Gegenkopplung in der Endstufe haben, einen Wert von 100nF hat. Schaut man sich dagegen viele Amps ohne Gegenkopplung an (insbesondere Vox und Matchless), fällt auf, dass dieser C immer mit dem Eingangs-C auf der anderen Seite (der Signalseite) identisch ist.
Wie sind da die Zusammenhänge? Und vor allem: was ist die Auswirkung, wenn ich den C auf der Masseseite größer oder kleiner mache?
Für weiterführende Hinweise wäre ich sehr dankbar.
Viele Grüße
Stephan
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Hallo Stephan,
ich hab mal als Beispiel die PI-Stufe eines Hotcat-30 simuliert -> mit/ohne Grounding Cap (C3 im angehängten Schematic).
Im correct-Fall (mit C3) teil sich die Eingangsspannung nahezu gleichmässig über die beidem Gitter-Kathodenstrecken bzw die beiden 1Meg-Widerstände die das Gitterpotential
festlegen auf. Dies führt dazu das sich das gemeinsame Kathoden-Potential (vk) praktisch nicht ändert. Man sprcht hier davon das hier eine virtuelle Masse entsteht.
Der Grund ist, dass wenn beide Röhren gleichmässig aber phasenverdreht (was eben durch die Spannungsaufteilung über den beiden 1M-Widertänden passiert-> vg1-vm = vm-vg2) ausgesteuert werden,
eine Stromerhöhung durch eine Triode durch eine gleichgrosse Stromverminderung durch die andere Triode kompensiert wird. Der Strom durch den gemeinsamen Kathodenwiderstand (R6 und auch R5),
bleibt also einigermassen konstant. Für die Verstärkung hat diese virtuelle Masse den Effekt, das dadurch, dass die Kathoden jetzt quasi auf Mass liegen, man eine recht hohe Verstärkung hat, weder R6 noch R5 wirken für das Signal als Gegenkopplung.
Im wrong-Fall (ohne C3) hängt das Gitter der Triode 2 in der Luft, es kommt nicht zur Aufteilung der Signalspannung über die beiden Gitter-Kathoden-Strecken. Die rechte Triode bekommt kaum Eingangssignal, dementsprechen kommt an ihrer Anode kaum Signal raus. Aber auch an der ersten Triode kommt jetzt nur noch sehr wenig Spannung raus, denn da durch die rechte Triode kein Signal-Strom mehr fliesst,
kann keine virtuelle Masse mehr entstehen, und dadurch wirkt jetzt R6 und vor allem R5 als starke Gegenkopplung für die linke Triode, was dazu führt dass hier die Verstärkung stark abgenommen hat.
Der Grounding -Cap muss also für alle Eingangsfrequenz ausreichend niederohmigen Blindwiderstand (d.h. ausreichend hohe Kapazität) haben, dass es immer zur halbwegs gleichmässigen Signal-Spannungsaufteilung über beide Gitter-Kathoden-Strecken kommt. O0
Gruss
Michael
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Hallo Stefan,
ich versuch's mal etwas einfacher.
Die Schaltung ist im Prinzip ein Differenzverstärker, was bei der Anwendung als Phasensplitter/teiler (jede Katodenbasisschaltung ist auch eine Phasenumkehrstufe ...) aber in dieser Funktion nicht genutzt wird und auch gar nicht werden soll. Daher darf am "anderen" Eingang keinerlei Signal stehen (hochohmige Eingänge fangen sich ja ganz gern irgendwas ein), da dieses das Nutzsignal durch besagte Differenzbildung verfälschen würde, daher muss der Kondensator also ausreichend groß bemessen werden, damit das auch noch bis zu tiefsten Frequenzen hin gewährleistet ist.
Am eigentlichen Signaleingang dagegen können 500 pF für Gitarre schon durchaus reichen (ohne das jetzt genau nachrechnen zu wollen), denn wegen der Stromgegenkopplung durch den hohen Rk ist der Eingangswiderstand deutlich höher als bei üblichen Katodenbasisschaltungen, so dass man beim Koppel-C mit kleineren Werten auskommt. Was ja auch für Anodenbasisschaltung und Katodynschaltung gilt.
Grüße,
Rolf
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Hallo Ramarro ,
Wie du richtig bemerkst handelt es sich um einen Differenzverstärker.
Der Kondensator am unbenutzten Eingang dient aber keineswegs dazu irgendlwelche Einstreuungen abzuwehren, sondern ist wie schon beschrieben dazu da, dass sich das Eingangssignal einigermassen gleichmässig auf die beiden Gitter-Kathodenstrecken aufteilen kann (wie man in den Simu-Bildern sehen kann). Man kann rechnerisch zeigen dass beide Teilspannungen nicht exakt gleich gross sind.
Fehlt dieser Kondansator, ist die Signalspannung an den beiden Gittern praktisch identisch, man könnte jetzt sogar die rechte Triode rausnehmen, ohne dass sich am Signal der linken Triode gross was ändern würde (Ausgangsspannung nimmt noch etwas ab, da der DC-Strom durch die rechte Triode fehlen würde). :)
Grüsse
Michael
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Hallo Michael,
es ist einzusehen, dass Erklärungen nicht beliebig kurz ausfallen dürfen, da dann doch irgendwas auf der Strecke bleibt. :)
Die Einstreugefahr war als zusätzlicher Hinweis zu verstehen, den Kondensator nicht beliebig weit von der Röhre entfernt anzuordnen, nicht als eigentlicher Grund. Da es sich bei dem rechten System ja um eine Gitterbasisschaltung handelt, war ohnehin (wohl zu) klar, dass das Gitter wechselspannungsmäßig auf Masse liegen muss.
Grüße,
Rolf
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Hallo,
jetzt seht Euch mal die Schaltung vom AC30 an, da haben die Konstrukteure BEIDE Gitter mit Signal belegt.
(http://img268.imageshack.us/img268/4104/vox1.th.gif) (http://img268.imageshack.us/i/vox1.gif/)
Mich würde jetzt mal interessieren wie hier die Simulation aussieht.
@Michael, welches Programm hast Du dazu benutzt?
Gruß,
Georg
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LT Spice. Bekommst du hier: http://www.linear.com/designtools/software/#Spice
Für Röhren benötigt man dann noch eine Lib, ich häng sie mal an.
Lg stefan :)
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Hallo an alle. ;D
@Ramarro: huch, ich wollt bestimmt nicht "Lehrmeistern". Sorry falls ich so geklungen hab. :bier:
Das die rechte Hälfte eine Gitterbasisschaltung ist, ist die wesentliche Erkenntinis !!!
@ Fandango: Kramusha hat dir ja bereits geantwortet, genau das (LTSPice) hab ich verwendet. Libraries von Röhren hab ich zB von: Dunans Amp Page.
Mein Erklärungen waren vielleicht etwas "fusselig" drum probier ichs nochmal etwas anders:
Wie Ramarro ja schon erklärt hat, arbeitet die rechte Hälfte in Gitterbasisschaltung, und zwar solange die Grounding-Kapazität bzw deren Blindwiderstand ausreichend niederohmig wirkt, und die Eingangs-Frequenz nicht zu niedrig ist. So lange dies gilt ist die Eingangsimpedanz des rechten Systems wenn man quasi in die Kathode der rechten Röhre reinsieht recht niederohmig, näherungsweise gilt: Zin2=1/S (S=Steilheit der Röhre), für den Ruhestron in meinem Beispiel (0.7mA) => S=1mA/V also ca Zin2=1kOhm (Simulation sagt 1.5kOhm).
Jetzt kann man sich fragen ab welche Frequenz in Abhängigkeit des Wertes der Grounding-Kapazität gilt dies nicht mehr, oder anders gesagt, für hohe Frequenzen wirkt die Grounding-Kapazität als Kurzschluss, was dazu führt, dass dass die Signal-Spannung von der Kathode gegen Masse der rechten Triode vollständig über der Kathoden-Gitter-Strecke und damit am parallelen 1MOhm (R8 im Beispiel) der rechten Triode abfällt. Verringert man nun für ein fixen Wert der Grounding-Kapazität (zB 10nF) immer weiter die Frequenz dann wird der Blindwiderstand dieses Kondensators (C3im Beispiel) immer grösser (gemäss Xc=1/(2*pi*f*C3).
Der Widerstand R8 bildet also zusammen mit dem Kondansator C3 einen Hochpass. Dies führt zur Antwort der ursprünglichen Frage wie man C3 bemessen soll.
Es gilt für die untere Grenzfrequenz der rechten Gitterbasisschaltung fgu=1/(2*pi*R8*C3). In meinem Beispiel wäre das fgu=1/(2*pi*1MOhm*10nF)=15.9Hz (zeigt auch die Simulation). Würde man einen 100nF Kondensator verwenden, bekommt man fgu=1.59Hz. Das erklärt vermutlich den Wert von 1.6Hz von der Aiken-Page.
Die linke Seite der PI hat nun die Eingangsimpedanz der rechten Triode Zin2 als massgeblichen Kathodenwiderstand Rk1_gesamt ( genau wäre es Rk1_gesamt=Zin2||(R6+R5)~=Zin2). Man kann nun rechnerisch zeigen, dass die Spannung, die an diesem Rk1_gesamt ~= Zin2 = (1/S) = 1kOhm abfällt, ca. die Hälfte der Eingangsspannung ist (unter der Annahme dass beide Trioden die gleiche Steilheit haben) => Spannungsaufteilung auf die Gitter-Kathoden-Strecken der beiden Trioden.
Grüsse
Michael
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Jetzt habe ich noch eine recht dumme Frage. Ich habe mir das Programm installiert, ist ja schön und geht auch,
aber wie kriege ich diese txt. Datei dahin wo es Sinn macht?
Habe schon Einiges probiert aber alles ohne den geringsten Erfolg.
Bei mir ist eine Triode drin, mehr nicht, außer dem anderen Sandkram.
Wäre sehr nett wenn mir Jemand helfen könnte bevor ich tausend Foren durchlesen muss.
Vilenen Dank schon mal
und schönen Sonntag,
Georg
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Hallo
es gibt zwei Wege eine perfekte Symmetrie in einem Differenzverstärker zu erreichen. Entweder der RK wird unendlich groß doer die Steilheit der Röhre. Letzteres geht nicht. Also versucht man sich ersterem durch verlängern des RK anzunähern. Damit diese Verlängerung auch wirkt muss das Gitter der zweiten Röhre auch NF-mäßig über diesem Widerstand liegen. Deswegen wir es NF-Mäßig durch das C auf Masse geegt. DC-Mäßig liegt es immer noch höher. dadurch hat man den für die nF wirksamen RK enorm vergrößert. Man könnte theritisch das Gintter der rechten Röhre auch direkt auf Masse legen und zusätzlich eine positive Biasspannung anlegen um die zu große Ug der linken Röhre aufzufressen.
Trotzdem ist die Schaltung für meinen Geschmack suboptimal. Der Grund liegt darin, dass zwar eine Spannungsymmetrie aber keine für die Phase eintritt. Durch das zusätzliche C und damit Zeitkonstanten haben wir eine Phasenverschiebung, die frequenzabhängig ist. Genau dieser Punkt kann einem in einem solchen Amp zu verhängnis werden. Nicht selten passiert es und vor allem bei Hifi, wo lange starke Gegenkopplungsschleifen benutzt werden, dass es dadurch zu schwingen beginnt, weil die PHasenlage der Gegenkopplung zur Signalspannung nicht stimmt.
Meiner Meinung nach kann man bei Gitarrenverstärkern mit leichter Spannungsdifferenz besser leben, als mit Phasenschweinereien.
Wenn man einen guten Differenzverstärker bauen will, z.B. in einem Hifigerät, dann bietet es sich heute an den verlängerten Rk wegzulassen und den normalen Rk durch eine Konstantstromquelle mit einem kleinen JFET zu ersetzen. Phasenschweinereien sind dann weg und weil der Ri der Stromquelle uneneldich ist, hat man einen größeren Rk, als wenn man ein LTP baut. Ich würde das aber nur bei Hifi machen oder in anderen Ampschaltung wo, die Endstufe vor der Phasenumkehr zu zerren beginnt. Denn zerrt die Phasenumkehr mit Konstantsromquelle in der Kathode, dann hört sich das alles andere als gut an.
Das Long Tailed Pair wie oben im Fred gezeichnet, bringt einen relativ hohen Schaltungsaufaufwand, Phasenprobleme und geringe Verstärkung zusammen. Alles keine schöne Sachen. Guckt mal im Datenblatt der ECC82 auf Seite vier, die untere Schaltung an. Wer eine einfache, sehr symmetrische, übersteuerungsfeste Phasenumkehrschaltung ohne Phasenprobleme und sogar brauchbarere Verstärkung sucht, wird mit der Schaltung gut bedient:
http://frank.pocnet.net/sheets/010/e/ECC82.pdf (http://frank.pocnet.net/sheets/010/e/ECC82.pdf)
Es ist eine direkt gekoppelte Katodynstufe. Innerhalb der Phasenumkehrstufe ist kein einziges C-Verbaut. Es gibt also keine Zeitkonstanten. Selektiert man Ra und Rk der Katodynstufe sehr genau aus, dann wird die Symmetrie extrem gut.
Ich frage mich schon lange wie das Long Tailed Pair so verbreitet Einzug gehalten hat. Meine These ist: Durch unreflektiertes Nachbauen.
Leo Fenders ersten Ampentwürfe waren noch deutlich von Hifiverstärkern inspiriert. Genau genommen hat er Baugruppen aus solchen so zusammengestellt, dass enstand, was er haben wollte. Man darf davon ausgehen, dass er das RDH und andere Klassiker seiner Zeit kannte. Darin findet sich auch das Long Teiled pair. Aber nicht diese Schaltung von Philips und der ECC82, denn die wurde erst 1954 von Philips publiziert. Das das LTP nun einmal verbaut war, haben es die Cloner as dem Königreich es unreflektioert nachgemacht. Ich glaube 99% alller Long tailed Pairs wurden verbaut, weil alle Long tailed Pairs verbauen.
In Alberts und meinem Projekt aus dem letzten Jahr, wollten wir eine straffe Gegenkopplung verbauen und weil diese Schaltung keine Probleme mit der Phase macht, war sie das Mittel der Wahl. Man schaue hier:
http://roehrenfibel.wordpress.com/baumappen/jazzboy-2/ (http://roehrenfibel.wordpress.com/baumappen/jazzboy-2/)
Viele Grüße
Martin
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Hallo,
@Fandango:
also wie im Bild zu sehen, musst du mit rechte MAustaste auf das Röhrensymbol klicken -> Attribute-Editor öffnet sich -> unter Value den Namen deines Models eingeben -> bei der von mir verwendeten INC-Datei ist das NH12AX7, bei Kramushas INC-datei müsste es ECC83 als Name sein.
Ausserdem musst du direkt in die Simulation die Spice-Directive ".inc dmtriodep.inc" oder ".inc tubes.inc" schreiben. Die Datei von Kramusha und auch die von mir muss als Endung .inc haben, und nicht NICHT .txt. Um eine Datei hier hochzuladen, muss man allerdings das .txt anhängen, sonst weigert sich der Server...
Weiterhin kannst du mal auf duncanamps.com nachlesen wie die Röhrenmodelle eingebunden werden, sowie die Spice-Hilfe natürlich.
Falls du vorher nocht nichts mit SPICE gemacht hast, wirst du um Hilfe lesen usw. nicht herumkommen, schon allein um zu verstehen was die verschiedenen Simulationsmöglichkeiten (Transiente Simulation -> Zeitbereich, AC-Simulation -> Frequenzbereich etc.) machen.
@Kpt.Maritim:
Ja eine Stromquelle (wie ja zB in jedem OPV) wäre natürlich ideal, ein Röhrenfreak müsste die dann natürlich auch mit röhren aufbauen -> gleich noch mehr Aufwand :(
und eine Lösung mit Spule scheidet natürlich auch aus (viel viele kilo-Henry ;D).
Naja solange keine Gegenkopplung vorhanden ist, kann auch nichts über diesen Weg schwingen. Die grosse Unbekannte in diesem Zusammenhang ist für mich der Übertrager, wie schiebt der die Phase bzgl Frequenz ?? Könnt ich jetzt so aus Stand auch nicht sagen...puh.. :)
Grüsse
Michael
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Ein Alternative zur Stromquelle wäre eine negative Betriebsspannung für Rk, man könnte den dann wesentlich größer machen und das Gitter des "rechten" Systems auch direkt an Masse legen. Der Aufwand dafür ist wegen des geringen Leistungsbedarfs eigentlich nicht mal besonders groß, mit den handelsüblichen Netztrafos allerdings nicht zu machen.
Grüße,
Rolf
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Hallo Rolf
warum nicht mit einem Daumengroßen umgedrehten Printtrafo (gibt es billig) aus der Heizspannung gewinnen?
Viele Grüße
Martin
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Hallo Martin,
das wäre sicherlich eine sehr gute Möglichkeit, und die Kosten hielten sich damit tatsächlich in Grenzen. Wäre ja auch für Katodenfolger oder Katodengekoppelte Stufen interessant, also ruhig mal für künftige Projekte im Hinterkopf behalten. :)
Grüße,
Rolf
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@ Ramarro Hallo Rolf
Kommerzielle Schaltungen, bei denen der RK über die -Ub der Biaswicklung versorgt wird, werden z.B. von Mesa
bei verschiedenen Amps seit einigen Jahren eingesetzt.
Jeder handelsübliche Trafo mit Biaswicklung ist müßte verwendbar sein, da es üblich ist, das diese Wicklung
mindestens 50mA liefern kann.
Gruß --.-Dieter
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Hallo zusammen,
vielen Dank für die Antworten, das hilft auf jeden Fall weiter.
@Käptn' Maritim: der LTP ist nicht die einzige Schaltung, die oft blind kopiert wurde. Der Kathodenfolger vor der Klangregelung gehört mit Sicherheit auch dazu.
Viele Grüße
Stephan
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@ loco
Danke, Dieter, werde mir die Mesa-Schaltungen mal ansehen. Die Bias-Wicklung zu benutzen ist natürlich auch eine Idee, die Spannung könnte zwar noch deutlich höher sein, aber das wäre doch schon ein Fortschritt.
Grüße,
Rolf
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@Käptn' Maritim: der LTP ist nicht die einzige Schaltung, die oft blind kopiert wurde. Der Kathodenfolger vor der Klangregelung gehört mit Sicherheit auch dazu.
Wo ist das Problem beim Kathodenfolger?! :o
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Wo ist das Problem beim Kathodenfolger?! :o
Die hohe Spannungsdifferenz zwischen Uk und Heizung, die idR über dem nominell zulässigen Wert für eine normale ECC83 liegt.
Gruß
Stephan
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Ahso.. naja, Heizung hochlegen. Klar geht es besser, ist aber teurer und umständlicher.
Lg :)
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Experten,
der von Kpt. Maritim ins Spiel gebrachte PI sieht sehr interessant aus! Ich hatte Hoffnung, dass das vielleicht eine für mich neue Geheimwaffe gegen Blocking Distortion sei und das mal nachgerechnet. An der Anode komme ich auf eine Ausgansimpedanz von um die 140k. Das ist leider kein Schritt nach vorn. Wenn ich mich nicht verrechnet habe....
Ich sehe auch keinen besonderen Vorteil gegenüber einer concertina z.B. in Martins Jazzboy - zumindest was die "Strompotenz" betrifft.
Kann aber auch gut sein das ich mich irre.
Gegen die Phasenschweinereien hilft sie aber bestimmt.
Grüße!
Doas
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Wo ist das Problem beim Kathodenfolger?! :o
Braucht 'ne halbe Röhre für nix. ;D Mal im Ernst: wenn man in einem 2203 den Kathodenfolger zu einer Gainstufe umbaut, klingt das Ding immer noch nach Marshall, auch wenn's mehr zerrt.
Ich sollte aber vielleicht nicht zu laut schreien (siehe Club Deluxe und HoSo56, die haben auch einen Kathodenfolger, würden wahrscheinlich aber auch ohne genauso gut funktionieren).
Viele Grüße
Stephan
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Der CF macht schon einiges am Klang aus.. Hab ich die Tage sogar probiert. Nicht zu unterschätzen das Dingens ;)
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Hallo Kramusha
1. Das er den Klang verändert, heißt nicht, dass er gut ist
2. Dass er den Klang verändert wurde nicht bestritten
3. Dass die selbe Klangregelung alleine wegen des verschiedenen Quellwiderstandes mit und ohne KF verschiedene Werte liefert verwundert auch kein.
Der HInweis mit dem unreflektierten Nachbau des Kf berührt einen gaqnz anderen Punkt.
1. Die Klangregelungen mit KF könnten eigentlich sämtlich niederohmiger ausfallen, weil der Quellwiderstand klein ist. 3x so groß wie der Quellwiderstanmd würde als Impedanzminimum für die Klangregelung genügen. Je niederohmiger die Klangregelung wird, desto kleiner ist das Raiuschen. Würde man die Sache richtig und nicht unreflektiert aufziehen, dann würde man die Impednaz des Klangregelnetzwerkes herabsetzen können, das wird aber nicht gemacht.
2. da das Netzwerk also sowieso hochohmig ist, kann man sich den KF auch schenken.
3. Der KF wird erst bei extremen Klangregelungen wie Baxandall interessant. Oder wenn man Effektwege nutzen will und niedreohmige Ausgänge braucht:
@Doas: Dein Ri ist zu hoch berechnet. Er ist übrigens an der Kathode und Anode gleich groß, auch wenn im Netz anderes zu lesen ist. Warum verrät der ohmsche Gesetz.
Viele Grüße
Martin
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mhm....scheint, als ob ich meine Formeln für Katodenbasis hier nicht einsetzen kann...wahrscheinlich wegen der starken Gegenkopplung...
Werde das untersuchen 8)!
Grüße!
Doas
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Der KF wird erst bei extremen Klangregelungen wie Baxandall interessant. Oder wenn man Effektwege nutzen will und niedreohmige Ausgänge braucht:
Beim Effektweg macht er auf jeden Fall Sinn.
Was die Verbesserung der Nebengeräusche angeht, macht er vielleicht an einer früheren Stelle im Signalweg Sinn. Der Marshall 30th Anniversary Lead Channel der SL-X haben einen nach der ersten Verstärkungsstufe vor dem Gainregler. Ob's was bringt - durchgesetzt hat es sich wohl nicht, denn er ward dort nicht mehr gesehen. Kevin O'Connor hat in seinem Buch The Ultimate Tone 6 im High Gain Kapitel drei Schaltungsvarianten mit dem Kathodenfolger direkt nach dem Eingang.
Wir schweifen vom Thema ab, aber meine Ausgangsfrage ist zu meiner Zufriedenheit beantwortet.
Vielen Dank nochmals und :gutenacht:.
Stephan
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Hallo,
@Michim1,
vielen Dank Michael für Deine Erklärungen.
Ich habe das alles einigermaßen hingekriegt und komme auch ganz gut mit dem Prog zurecht.
Ist auch nicht das erste Mal dass ich damit spiele, bis jetzt habe ich Electronic-Workbench benutzt, uralt (1991) und läuft noch im Dos-Modus, leider ohne Röhren.
Nur nochmal eine Frage: Gibt es da irgendwo einen Analyzer mit dem ich z.B. den Frequenzgang einer Schaltung feststellen kann?
Gruß,
Georg
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Im Schaltplan rechte Maustaste, dann auf "Edit Simulation Cmd."
Auf AC Analysis, Type "Decade", 2000 Punkte, von 10 bis 100kHz.
Dann auf ok und simulieren lassen.
Lg :)
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Hallo Fandango,
Hahaha, wieder war Kramusha schneller... :)
vielleicht noch zusätzlich, man muss/sollte bei der AC-Simulation in die Quelle (im Bild: "PI_Zin2_rechtesSystem.jpg" zB zu sehen) für die Amplitude 1 (Volt) und Phase 0 (degree) einstellen, und den Knoten an dem man dann das Ausgang haben will, benennen (im Bild: "PI_Zin2_rechtesSystem.jpg" zB: Vout2). Wenn du dann im Output-Fenster den Namen deines Output-Knotens angibst, erhälst du direkt den Betrag in korrekten dB-Werten (da hier in Spice gilt: 1V entspricht 0dBV). 8)
Viel Spass
Michael
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Ich frage mich schon lange wie das Long Tailed Pair so verbreitet Einzug gehalten hat. Meine These ist: Durch unreflektiertes Nachbauen.
Hallo Martin,
a pro pos unreflektiertes Nachbauen: ich glaube, ich weiß jetzt, woher die Tendenz in Vöxen und Derivaten kommt, den C2 im LTP gleich groß wie den C1 zu wählen. Der AC30 verwendet den zweiten Input ja auch für die Einspeisung eines Signals. Da machen gleich große Cs noch Sinn. Konsequenterweise hat Matchless das beim DC30 auch so übernommen. Das unreflektierte Nachbauen fängt dann wohl bei den einkanaligen Modellen an, die auf der zweiten Seite überhaupt kein Signal mehr einspeisen (u.a. Spitfire, Lightning und Chieftain - der Clubman hat hier mit je 100nf als C1 und C2 eine Sonderstellung). D.h. hier würde es - wenn ich die Erklärungen richtig interpretiere - mehr Sinn machen, C2 auf 100nf zu setzen, egal welchen Wert C1 hat.
Werde ich bei Gelegenheit im Club Deluxe ausprobieren und berichten.
Viele Grüße
Stephan
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Hallo
ja, würde es.
Viele Grüße
Martin