Tube-Town Forum
Technik => Tech-Talk Amps => Thema gestartet von: Stefan_L_01 am 8.10.2013 00:31
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Hi all
Jetzt muss ich schon wieder zur Endstufe was fragen.
Meistens ist die Screen voltage im Bereich der Anodenspannung (Operation Point), der voltage drop ist bei 4mA Screen current bei 1k Ohm ja nur 4V.
Warum wählt man diese hohen Screen Spannungen, die man stromtechnisch - wenn man mal die Loadline einzeichnet - gar nicht ausnutzt, d.h. bei viel geringeren Screen Spannungen würde man genau die gleiche Stromschwankung (eh nur definiert durch die Load-Impedanz) und Voltage-Swing realisieren können, sprich Leistung, und hätte nicht so viel Probleme mit Screen-Current (dafür vielleicht eher mit imo kontrollierbares Gridcurrent).
Ist das nur die Einfachheit der Schaltung oder gibt es dafür handfeste Gründe warum man sich in einen eigentlich unnötigen Bereich begibt, der ja nachweislich einigen Amps in der Vergangenheit das Leben kostete?
thx 4 info
Gruß
Stefan
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Hallo,
ich verstehe es so: Bei höherer SG-Spannung vergrößert sich der Aussteuerungsbereich. Die Linie für 0V
an G1 wandert im Ua-Ia-Diagramm nach oben. Dadurch wird bei geeignetem Ra die Signalamplitude
später begrenzt (kann weiter in Richtung Ua=0V durchsteuern) und die Röhre liefert so mehr Leistung.
Gruß, Peter
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seh ich anders. Die Loadline schneidet 0V am G1 so nicht, sondern nur weit unterhalb des "Knees" wo alle anderen Gridkurven auch abschmieren. 0V am G1 "normal" zu erreichen bevor G2 schwer komprimiert ist praktisch unmöglich.
Und das delta G1 zu höheren Ua ist praktisch auch gleich, wenn man mal 2 sheets unterschiedlicher G2 anschaut.
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und nochmal die Leistung: Die Loadline ist ja nur durch den Lastwiderstand bestimmt, ergo tut sich da nicht viel. Die Loadline wird bei einem delta Ua das gleiche delta Ia ergeben, weil alles ja nur durch Ra bestimmt ist, unabhängig vom G2 - solange G2 so gewählt ist dass man G1 bei 0V nicht erreicht, aber da hat man ja soviel Reserve momentan...
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Hallo,
Die Loadline schneidet 0V am G1 so nicht, sondern nur weit unterhalb des "Knees" wo alle anderen Gridkurven auch abschmieren.
Deshalb schrieb ich "bei geeignetem Ra". Wenn die Loadline ganz flach ist, hast du recht.
Aber im Anhang siehst du ein Bsp. für die EL84 im Gegentakt bei Ub=300V und Raa=8k.
Ich habe aus Faulheit nur die Loadline für reinen B-Betrieb eingezeichnet.
Man kann sehen, dass die Röhre mit höherer Usg weiter Richtung Ua=0 durchgesteuert
werden kann: bis 70V / 45V / 30V
Ob die SG-Spannung noch andere leistungssteigernde Effekte bringt, habe ich gerade nicht
auf dem Schirm.
Gruß, Peter
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Guten Morgen
@Peter
Super! sehr anschaulich! :topjob:
Ist das nur die Einfachheit der Schaltung oder gibt es dafür handfeste Gründe warum man sich in einen eigentlich unnötigen Bereich begibt, der ja nachweislich einigen Amps in der Vergangenheit das Leben kostete?
Auch ich habe mich ja schon öfters mit den "überhöhten" Ug2 beschäftigt und die Probleme mit einigen Amps (insbesondere EL84 in PP) sind ja womöglich auf diesen Umstand zurückzuführen, was Dirk ja auch schon diverse Male in seinen Posts bestätigt hat.
Nun aber zur Frage: Welche Mods wären denn möglich? Mit einer HT-Wicklung mit Anzapfung oder CT ist das ja sehr einfach zu lösen, aber als Mod sicherlich nicht "wirtschaftlich" (anderer Trafo nötig!). Ich habe aber schon von Lösungen mit Zenerdioden, Spannungsteilern usw. gehört und gelesen. Aber konkrete Beispiele solcher Mods sind mir noch nicht untergekommen. Kennt jemand Publikationen dazu? Hat jemand schon selber Erfahrung damit? Was sind allenfalls die Nachteile ausser ev. geringe Leistungseinbusse wegen geringerer Aussteuerbarkeit? Klar hat es mit "Hitzeentwicklung" zu tun, man erinnere sich an die entsprechenden Lösungen der TVs der 60er und 70er Jahre mit gewaltigen "Elektroheizungen" integriert! :facepalm:
Bin gespannt auf eure Beiträge!
Gruss
bruno
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Moin Bruno,
ich würde es einfach mal damit probieren:
https://www.tube-town.net/ttstore/product_info.php/info/p5651_Kit-TT-VoCoM---Variabler-Spannungsregler.html
Gruß
Jacob
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Nun aber zur Frage: Welche Mods wären denn möglich? Mit einer HT-Wicklung mit Anzapfung oder CT ist das ja sehr einfach zu lösen, aber als Mod sicherlich nicht "wirtschaftlich" (anderer Trafo nötig!). Ich habe aber schon von Lösungen mit Zenerdioden, Spannungsteilern usw. gehört und gelesen. Aber konkrete Beispiele solcher Mods sind mir noch nicht untergekommen. Kennt jemand Publikationen dazu? Hat jemand schon selber Erfahrung damit? Was sind allenfalls die Nachteile ausser ev. geringe Leistungseinbusse wegen geringerer Aussteuerbarkeit?
Bruno,
eine sehr einfache Methode sind z.B. 20V 5W Zenerdioden eingesetzt in Serie in die Screen Versorgung, habe ich häufiger eingesetzt.
Zur Auswirkung von Screen mods : lies dir mal diesen Thread durch. Er ist etwas länger, aber ganz interessant.
http://ampgarage.com/forum/viewtopic.php?t=18855&start=0&postdays=0&postorder=asc&highlight= (http://ampgarage.com/forum/viewtopic.php?t=18855&start=0&postdays=0&postorder=asc&highlight=)
Gruß Hans- Georg
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Aber im Anhang siehst du ein Bsp. für die EL84 im Gegentakt bei Ub=300V und Raa=8k.
Ich habe aus Faulheit nur die Loadline für reinen B-Betrieb eingezeichnet.
Peter,
der Zusammenhang zwischen Ugs und Ua min ist schön dargestellt.
Eine Korrektur: Im B Betrieb ist an der jeweils aktiven Röhre nur Raa/4 als Last (im dargestellten Fall 8K/4=2K) , da nur die aktive Hälfte der Primärwicklung die Ausgangsleistung erzeugt. Daher wird die Leistungshyperbel durchaus geschnitten, stellt aber kein Problem dar, da die Röhre nur eine Halbwelle aktiv ist.
Gruß Hans- Georg
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Hallo Hans-Georg,
ich habe doch 2k genommen: 300V/2k=150mA.
Ich hatte den Zusammenhang übrigens deshalb noch im Hinterkopf, weil
ich neulich dein Excel-Blatt benutzt habe und mir aufgefallen ist, dass dieser
Punkt (Loadline schneidet 0V Gitterkurve) dort mit als erstes abgefragt wird.
Auf den ersten Blick kommt einem der Unterschied nicht so groß vor - "die
paar Volt". Aber wenn man bedenkt, dass die sich ergebende Leistung von
dem Dreieck unter der Arbeitsgeraden dargestellt wird, merkt man, dass der
Anteil doch nicht zu unterschätzen ist.
Gruß, Peter
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Peter,
Du hast Recht, ich hatte nur den Text gelesen (8K) und nicht die Steigung nachgerechnet.
Diese EL84 Konfiguration ist in der Tat eine der wenigen Fälle, wo die Leistungshyperbel nicht geschnitten wird.
Gruß Hans- Georg
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Verdammt, ich glaube ich habe mit vollem Raa auf einer Röhre gerechnet ouch!
Alles klar, jetzt schaut das viel sinnvoller aus!
Auch wenn Du B-Betrieb eingezeichnet hast wäre ja bei AB der Arbeitspunkt und damit die Loadine schon bei einem gewissen Ia losgegangen, das hätte vielleicht gar nicht so viel ausgemacht wo man am Knee rauskommt.
Danke & Gruß
Stefan
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Hallo,
in diesem Beitrag
http://www.radau5.ch/pdf_files/roeren_5.pdf (http://www.radau5.ch/pdf_files/roeren_5.pdf)
im Kapitel 9 ist, meiner Meinung nach sehr verständlich,
die Auslegung von Gegentaktendstufen in den Klassen A, B und AB,
unter Zuhilfenahme des Röhrenausgangskennlinenfelds, beschrieben.
Auch zur die Auslegung des Ausgangsübertragers findet man hier Details
die in anderer Literatur nicht erscheinen.
Am Ende des Kapitels gibt es noch ein Dimesionierungsbeispiel.
Sehr empfehlenswert zu lesen.
Zur Auswirkung von Screen mods : lies dir mal diesen Thread durch. Er ist etwas länger, aber ganz interessant.
http://ampgarage.com/forum/viewtopic.php?t=18855&start=0&postdays=0&postorder=asc&highlight=
Gruß Hans- Georg
Danke, sehr interessanter Beitrag, mit dem erstaunlichen Ergebnis des Screen Mods. :bier:
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hmm da habe ich für morgen abend (sitze irgendwo im Hotel) ja wirklich ausreichen Lesestoff, thx!
Vor allem auch die charts mit Variation der G2 Spannung sind sehr hilfreich, es gibt von den Herstellern erstaunlich wenig Charts mit deren Variation
Noch ein Nachtrag: Da im AB-Betrieb der Übergang von A zu B ja durch das gleiche dUa definiert ist, das man vom Arbeitspunkt Richtung Ia = 0 bekommt, ist eigentlich geometrisch klar dass es egal ist ob ich reines ClassB oder ClassAB einzeichne, wenn mich die Spannungen Ua -> 0 interessieren - im class B Betrieb jenseits des Übergangs von A auf B müssten die Kurven identisch liegen. Denn die Steigung ist ja im A Betrieb genau die Hälfte der Geraden, dafür habe ich im Arbeitspunkt ja schon die halbe Höhe zum Übergang in den B-Betrieb gegenüber dem reinen B-Betrieb. Oder?
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:gutenmorgen:
@ jacob: Danke, werde ich mal genauer anschauen!
@es345: auch danke! habe ich übrigens mal vor einigen Monaten bei einem Ampeg, ich glaube es war ein vt22 oder ähnlich, angewendet. Wenn ich mich recht erinnere war dort Vg2 extrem hoch, zu hoch für die damals eingesetzten Röhren. Hat dann aber bei Vollaussteuerung zu starken "Uebernahmeverzerrungen" geführt.
Ok, jetzt überlasse ich wieder dem eigentlichen Thema dieses Threads! Danke fürs Verständnis für meine Zwischenfrage. :danke:
Gruss
Bruno
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@manfred: auch dir vielen Dank! sicher auch sehr interessant, werde am Wochenende mich mal reinlesen!
mit Dank und Gruss
bruno (der sich jetzt def. aus diesem Thread ausklinkt!)
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wenn man sich näher die el84 charts anschaut, dann ist der Unterschied aber gar nicht so groß. Die X-Achse ist halt bei 300V anders skaliert, schaut erstmal von der Ausnutzung von Ua größer aus als es letztlich ist. Außerdem würde das Screen ja bei G2 300V schon vor Erreichen der g1=0 Spannung Strom ziehen und komprimieren, also viel ist da nicht gewonnen. Das 250V Chart schaut eigentlich am Besten aus
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Hallo,
nach der Formel P = (HT-Vmin) * Ipeak / 2
ergeben sich die Leistungen von 13,8W / 16,3W / 18,2W.
Gruß, Peter
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Das gilt aber nur wenn Du Vmin direkt aus dem Chart ablesen könntest als Schnittpunkt der Arbeitsgeraden mit der G1=0V Linie - nur wirst Du sie nicht genau dort für den Chart G2=300V erreichen, weil dort der einsetzende G2-Strom (der schon vor G1=0 deutlich zunehmen wird, da man sich ja unterhalb des Knees befindet) eben die G2 Spannung absenken wird. Das dürfte dann Deine scheinbaren 2W Vorteil gegenüber dem G2=250V chart praktisch nuellieren, dafür fängst Du Dir aber unter Umständen einige Probleme mit einem überlastetem G2 Grid ein!
Das lässt sich nicht mehr ablesen oder linear einfach in einer Gleichung berechnen, nur noch simulieren mit guten Modellen oder mit vielen iterativen Schleifen berechnen.
Valvewizard macht ja diesbezüglich ein paar Abschätzungen für die Berechnung der Screengridwiderstände
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Hallo nochmal
Ich habe mal einen jtm45 clone bei 220Hz mit Welter OT und 6L6 an einer Röhre vermessen
Grün Input (AC coupled,d.h. 0 based)
cyan Screen
orange Anode
yellow Kathode (1Ohm)
Die ScreenVoltage G2 bricht relativ früh ein.
Wenn man sich z.B die 40V Input anschaut.
Während der Strom über die Kathode noch zunimmt (gelb positiv steigend) clippt die Anode schon bei ca +100V -> nur noch Screen current!
Die volle theoretische Leistung wird also so nie ausgeschöpft in der Realität. Aber das Screen G2 geht wird schon ganz schön herangenommen
Gruß
Stefan
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Hallo allerseits,
ich bin mit der Ug2 Schirmgitterspannung grundsätzlich datenblattkonservativ.
Die möglichen 425V der RFT-EL34 habe reize ich nicht aus. Alle meine selbstgemachten EL34 Gegentaktendstufen haben am als Ug2 nicht mehr wie 390V und funktionieren wunschgemäß.
Bei meiner 4x KT88 Gegentaktendstufe (150W rms) ist die Ug2 anpassbar, entweder Ultralinearbetrieb oder feste niedrigere oder hohe Schirmgitterspannung - quasi 3 Modi. EL34 und KT88 halten damit bereits schon lange.
Gruß Frank
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Hallo Frank,
welche SG-Spannungen stehen in den zwei Pentoden-Modi zur Verfügung und um welchen
Betrag ändert sich dadurch die mögliche Ausgangsleistung?
@Stefan: Interessante Messung. Wie hoch ist denn die Biasspannung gewesen?
Gruß, Peter
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welche SG-Spannungen stehen in den zwei Pentoden-Modi zur Verfügung und um welchen
Betrag ändert sich dadurch die mögliche Ausgangsleistung?
KT88 feste Ug2 mit 340 oder 420V und im Vergleich zum ultralinearen Modus (mit hoher dynamischer Ug2) sinkt die Ausgangsleistung bei festen 420V Ug2 um 0,9 dB.
Gruß Frank
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Hmmm..
ich meinte eigentlich zwischen den beiden Pentoden-Modi mit fester Usg, weil das ja
das Thema des Threads ist. Aber wenn du das jetzt nicht parat hast, musst du auch
nicht extra einen Messplatz aufbauen.
Gruß, Peter
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Biasspannung dürften so -47V gewesen sein, kann mich jetzt aber auch irren. Letztlich sieht man erst bei der 60V Kurve deutlich GridCurrent, bei 50V ist aber auch schon eine kleine Verzerrung im Kathodenstrom beim positiven Peak zu sehen
Aber mal ehrlich: Wo ist hier die weiche Endstufenverzerrung? Wenn die Endstufe das Screen Limit erreicht und das Screen massiv Strom zieht dann schaut das ja aus wie mit dem Messer abgeschnitten.
G1 Gridcurrent fliesst erst deutlich wie gesagt ab 50V, das hat keinen Einfluss mehr!
Insofern wäre es echt mal interessant mit G2 ~350V bei Ua 450V reinzugehen und zu schauen ob durch ein gegenüber G2 frühzeitiger einsetzendes G1 Gridcurrent nicht ein weicheres clipping erreicht werden kann. So ist es ja fast schon solid-state artig.
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Hallo Stefan,
ich vermute, Du hast an mit einem ohmschen Abschluzßwiderstand gemessen?
Gurß Hans- Georg
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Hallo,
ich vermute, das Klippen an der Anode liegt primär an dem hohen Raa des W*lt*r-AÜs
und der niedrigen Anodengleichspannung. Wenn man dafür die Kennlinie zeichnet,
dann liegt die deutlich unterhalb des "Knies" der Gitterkurven, dort, wo sich alle
Gitterkurven bündeln. Ein Steigen der Ug1 führt dann nicht mehr zu weiterem Steigen
des Anodenstroms und deshalb flacht die Welle der Anodenwechselspannung an diesem
Punkt ab. Und deshalb geschieht das auch schon vor dem Gitterstromeinsatz. Bei kleinerem
Raa und höherer Ua wäre das anders.
Wenn man maximalen Spannungshub haben möchte, dann sollte die Loadline doch so
liegen, dass weder der eben beschriebene Effekt (also dass die letzten Volt
Steuerspannung gar nicht mehr durch die Anodenspannung abgebildet werden), noch
der auf der ersten Seite beschriebene Effekt eintritt. D.h., der Ra darf weder zu hoch
noch zu niedrig sein. Die Loadline sollte dann in etwa durch dass "Knie"gehen.
Und die Lage des "Knies" ist wiederum abhängig von der Usg. Deshalb müssen immer
alle Faktoren aufeinander abgestimmt sein.
Gruß, Peter
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ich vermute, das Klippen an der Anode liegt primär an dem hohen Raa des W*lt*r-AÜs
und der niedrigen Anodengleichspannung. Wenn man dafür die Kennlinie zeichnet,
dann liegt die deutlich unterhalb des "Knies" der Gitterkurven, dort, wo sich alle
Gitterkurven bündeln
daraus müsste man doch ableiten können, mit welchem sekundärseitigen Widerstand man diesen Amp besser betreiben sollte? Der AÜ transformiert ja doch nur die Impedanz der Last, die man sekundärseitig anschliesst.
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Hallo nochmal
Ich habe mal einen jtm45 clone bei 220Hz mit W*lt*r OT und 6L6 an einer Röhre vermessen
Grün Input (AC coupled,d.h. 0 based)
cyan Screen
orange Anode
yellow Kathode (1Ohm)
Die ScreenVoltage G2 bricht relativ früh ein.
Wenn man sich z.B die 40V Input anschaut.
Während der Strom über die Kathode noch zunimmt (gelb positiv steigend) clippt die Anode schon bei ca +100V -> nur noch Screen current!
Die volle theoretische Leistung wird also so nie ausgeschöpft in der Realität. Aber das Screen G2 geht wird schon ganz schön herangenommen
Gruß
Stefan
Hallo Stefan,
danke für diese interessanten Messungen. 4 Kanäle - yummy.
Blöde Frage: die Schirmgitter misst Du direkt an der Fassung - oder vor dem Schirmgitterwiderstand?.
Grüße
Jochen
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daraus müsste man doch ableiten können, mit welchem sekundärseitigen Widerstand man diesen Amp besser betreiben sollte? Der AÜ transformiert ja doch nur die Impedanz der Last, die man sekundärseitig anschliesst.
Man könnte eine neue Loadline zeichnen, das Verhältniss beider Raa ausrechnen und eine
um das gleiche Verhältnis geänderte Last anschließen. Aber das ist ja ein Gitarremamp.
Und da spielt die Wahl des Raa vielleicht auch für den Klang eine Rolle. Von daher würde
ich das einfach so lassen.
Gruß, Peter
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Hi all
Jetzt muss ich schon wieder zur Endstufe was fragen.
Meistens ist die Screen voltage im Bereich der Anodenspannung (Operation Point), der voltage drop ist bei 4mA Screen current bei 1k Ohm ja nur 4V.
Warum wählt man diese hohen Screen Spannungen, die man stromtechnisch - wenn man mal die Loadline einzeichnet - gar nicht ausnutzt, d.h. bei viel geringeren Screen Spannungen würde man genau die gleiche Stromschwankung (eh nur definiert durch die Load-Impedanz) und Voltage-Swing realisieren können, sprich Leistung, und hätte nicht so viel Probleme mit Screen-Current (dafür vielleicht eher mit imo kontrollierbares Gridcurrent).
Ist das nur die Einfachheit der Schaltung oder gibt es dafür handfeste Gründe warum man sich in einen eigentlich unnötigen Bereich begibt, der ja nachweislich einigen Amps in der Vergangenheit das Leben kostete?
thx 4 info
Gruß
Stefan
Hi,
je weiter die Screen V von der Anodenspannung weg ist desto grösser der Innenwiderstand der Röhre, die optimalen Arbeitsbereiche in den Datenblättern wurden vor Jahren von den Herstellern ermittelt , wenn einige Amps sich in Rauch auflösen hängt das mit dem Betrieb der Röhren ausserhalb deren Spezifikation zusammen, das fängt an mit dem Betrieb von zu hohen Spannungen, Verlustleistung, falschen Gitterableitwiderstand, kein stabieler Arbeitspunkt oder das Übersteuern der Endröhre um einen gewissen Sound zu erzeugen .
Also der Fehler liegt am User bzw. der Konstruktion und nicht an der Röhre und an den empfohlenden Arbeitspunkten in den Datenblättern
Grüße Jörg
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@HansGeorg: ja, 1 Ohm an Kathode (wie oben gesagt bei Bilderserie)
@Jochen: Fassung, genauso wie G1-Gitter
OT ist am 6.6k Tap afair, kann ich aber nochmal kontrollieren. Der OT hätte ja auch einen 8K für die historische KT66 Bestückung. Aber das würde ja die Loadline noch verschlimmern (gegen UZ drehen), was manche ja mit "gibt mehr Obertöne" beschreiben... Voodoo Alarm...Was in dem Genre hier an Mythen durch die Gegend geistern die nüchtern betrachtet keinen Bestand haben ist echt der Wahnsinn muß ich schon einmal sagen!
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Hallo Stefan,
ich hab mich unklar ausgedrückt:
Hast Du als Belastung bei den Messungen an der Sekundärseite des Ausgangstrafos
- einen ohmschen Lastwiderstand
oder
- einen Lautsprecher gehabt?
Gruß Hans- Georg
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Weil ich deine Vermutung teile, die Frage: wären die Verhältnisse an einem Lautsprecher nicht u.U. noch kritischer - marginal geringere Lastimpedanz bei mittleren Frequenzen, dafür aber noch viel größere bei tiefen und hohen Frequenzen?
Unabhängig finde ich schon, dass man es wenigstens mal ausprobieren sollte, wenn man schon die Möglichkeit hat, mit einer geschickte Kombination von primären und sekundären Windungen eine bessere Anpassung zu erzielen. Im schlimmsten Fall bewährt es sich halt klanglich nicht (was ich mir nicht vorstellen kann), man darf man dann halt ein zwei geänderte Lötverbindungen wieder in den ursprünglichen Zustand versetzen.
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Hallo Jörg,
... das Übersteuern der Endröhre um einen gewissen Sound zu erzeugen ....
... weil das aber "geil" klingen kann, hat es doch Sinn, sich zu überlegen, wie frau das ohne Überlastung der Röhren hinbekommt?
Meine alten Dynacords laufen übrigens auch hart an der Grenze - hinsichtlich der Schirmgitterbelastung auch in der kleinen 40-W-Endstufe. Das Thema ist daher ja auch für mich wichtig.
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Hallo Hans-Georg: da war eine Box dran (4x12). Habe kein Powersoak
Allerdings ist das Feedback an den jcm800 angelehnt mittlerweile, also relativ wenig Feedback.
Interessant ist wie ich finde auch die Tatsache dass die grüne Gridkurve erst nach dem clippen der Powertubes durch Gridcurrent selber abflacht. D.h. das Eingangssignal ist linear und bevor der PI clippt ist die Endstufe schon hart am Abschneiden. Ist ja auch logisch - wenn der PI übersteuert, bedeutet das für das Ausgangssignal des PI maximale Signalstärke, ergo kommt die Powertubes früher oder gar nicht in die Sättigung - solange man kein PPIMV hat.
Nächste Woche schaue ich mir mal meinen JVM an. El34 mit solidstate recti und nachgerüstetem Feedback Pot an, wo man das Feedback noch weiter unterdrücken kann.
Gruß
Stefan
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Hallo Jörg,
... weil das aber "geil" klingen kann, hat es doch Sinn, sich zu überlegen, wie frau das ohne Überlastung der Röhren hinbekommt?
Meine alten Dynacords laufen übrigens auch hart an der Grenze - hinsichtlich der Schirmgitterbelastung auch in der kleinen 40-W-Endstufe. Das Thema ist daher ja auch für mich wichtig.
Hallo Bea,
dass der Sound durch die unterschiedlichsten Verzerrungen entsteht und dem Wechselspiel zwischen box und Verstärker, Stichwort sich ständig ändernde Lastimpedanz durch den welligen Impedanzgang des Lautsprechers ,ist ja soweit klar, aber warum werden die gewünschten Verzerrungen nicht in die Treiberstufe verlegt ohne die Endröhren mit ungesunden Gitterstrom usw. zu überlasten , ...das Thema ist komplex und gehört in einen eigenen Thread, das hat nur indirekt mit dem Thema screen voltage zu tun,
Grüße Jörg
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Hallo Jörg,
...aber warum werden die gewünschten Verzerrungen nicht in die Treiberstufe verlegt ohne die Endröhren mit ungesunden Gitterstrom usw. zu überlasten , ...
Weil es vermutlich bereits ausreichen könnte, die Endstufe unter Nutzung der ja reichlich vorhandenen Möglichkeiten das AÜs neu zu konfigurieren, so daß Endstufenverzerrung ohne Überlastung des Schirmgitters möglich ist. Und wenns nicht klingt, hat man eben eine Zeit gerechnet, ein wenig gelötet und getestet. Die Maßnahme wäre in jedem Fall mit wenig Aufwand reversibel.
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So, hier mal eine Messreihe am Marshall JVM410, allerdings mit 2 Tubes (jj el32), 4x12 16Ohm in 8Ohm für die richtige Impedanz. Feedback war minimal, 250k Ohm in Serie zurück
Natürlich ist die Stromversorgung und OT sehr großzügig in Bezug auf nur 2 Röhren. Vielleicht mache ich morgen mal 4 Stück rein, teste mehr Feedback und probier auch mal den 4Ohm Eingang für die Box aus um die Loadline mal im UZ zu drehen.
Anyway: Irgendwie schaut vor allem der G2 Screen drop eine ganz andere Charakteristik (Bei 0V ist das G1 Grid noch DC coupled, zeigt also den Bias), so ganz einordnen kann ich die Unterschiede noch nicht
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ok, ganz kurz noch 2 Messungen
1) 16Ohm Box in 16Ohm Input - das macht bei meinem jvm410 mit nur 2 bestückten Röhren die halbe Last (und nicht der 4Ohm Tap wie in der Mail zuvor), dreht also die Loadline im UZ. Das sollte die G1 = 0V Linie deutlich überhalb des Knee kreuzen, also weniger Ua Swing, weniger G2 Screen voltage drop.
Und yep, so schaut es auch aus (Bild1). Allerdings: Das G1 Grid bricht genauso radikal ein und hat ein absolut scharfes Plateau. Scheint das bei Pentoden das G1 Gridcurrent sehr aprupt einsetzt, unterstützt durch die sinkende G2 Spannung die den Durchgang durch die V_G1= 0V Linie ja beschleunigt
2) Mehr Feedback durch geringeren Feedback Resistor. Hab das Pot auf 0 gedreht was orginal jvm entspricht. Merkwürdige Dinge passieren nun...na dreh ich lieber wieder auf weniger Feedback..
Gruss
Stefan
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Hallo Stefan,
klasse Messungen und Präsentationen hast du da gemacht.
Vielen Dank für die Mühe!
Gruß, Peter
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Scheint das bei Pentoden das G1 Gridcurrent sehr aprupt einsetzt, unterstützt durch die sinkende G2 Spannung die den Durchgang durch die V_G1= 0V Linie ja beschleunigt
Hallo Stefan,
schöne Bilder !
zur Interpretation (ich gehe davon aus , daß Du die Orginal JVM Endstufenschaltung in Betrieb hast):
Grundsätzlich folgt das G2 wie auch die Anode den "Anweisungen" von G1. Wenn G1 richtig Strom zieht kann, also am G1 von einer niederohmigen Spannungsquelle gespeist wird, wird auch G2 dem folgen. Ohne Begrenzung kann das dann auch sehr schnell zum Suizid von den beiden Gittern führen. In der Schaltung vom JVM410 hast Du einen Gridstopper von 5K6, darüberhinaus ist die Ansteuerung mittels ECC83/12AX7 hochohmig. Im Moment des 0V Durchgangs der G1 Steuerspannung zu + Werten wird G1 sehr niederohmig (leitende Diode G1 zu Kathode). Aufgrund der hochohmigen Quelle (5K6+ ECC83) ist eine weitere Durchsteuerung nicht mehr möglich, es entsteht ein Plateau. Diese siehst Du folgerichtig dann auch an G2 und der Anode.
zu Bild 2 und 3: offensichtlich Eigenschwingungen, wodurch auch immer generiert.
Gruß Hans- Georg
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@Peter: thx. Eigentlich eine Kleinigkeit, man muss nur mal ranhalten
@Hand-Georg: G1-Gridcurrent haben wir ja auch massiv in den Vorstufen, dort ist der Verlauf aber oft wesentlich "runder" als das was ich hier messe. Warum das so extrem komprimiert ist mir noch rätselhaft. Der G1 Strom muss hier scheinbar wesentlich schärfer einsetzen als wie in einer Vorstufe - wobei die fallende G2-Spannung mit der dadurch verursachten Änderung des Kennlinienfeldes ja den Durchgang zum Gridcurrent verstärkt!
Ich habe übrigens nochmal nachgemessen am jtm mit 6l6 und ppimv. PPIMV auf 0 und gain+volume hoch (meiner hat also 3 regler), der PI komprimiert relativ weich erst so ab 60V sichtbar. D.h. das "grüne" scharfe Plateau in meinen Graphen ist wirklich nur durch G1 Gridcurrent der Powertubes verursacht
Jetzt überlege ich mir wie man dieses weicher machen könnte.
Als erstes könnte man die Screen Grid Resistors verkleinern um den voltage drop um die Screens zu reduzieren und den G1 = 0V Durchgang weicher zu machen. Problem: Überlastung des Screens, vor allem bei Fehlanpassung mit zu hoher Last (Loadline gegen UZ gedreht).
Das könnte z.B. die 100Ohm beim AC30 erklären?
Vielleicht sogar noch höherer G1 Resistors um schon kleine Anfaenge von Gridcurrent für eine Kompression zu nutzen, und nicht erst wenn es mit dem Strom exponentiell nach oben geht?
Oder man bleibt mit PPIMV völlig fern von der gar nicht so weichen Endstufensättigung. Moderne Amps holen eh alles an Zerre aus der Vorstufe raus, was mich jetzt überhaupt nicht mehr wundert. Auf diese Form der Endstufenzerre kann auch ich verzichten, mir kam es schon immer so vor dass wenn richtig laut aufgerissen entgegen aller Meinungen der Sound für mich sehr kantig und spitz wird.
Gruß
Stefan
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Hallo an Alle,
Oder man bleibt mit PPIMV völlig fern von der gar nicht so weichen Endstufensättigung. Moderne Amps holen eh alles an Zerre aus der Vorstufe raus, was mich jetzt überhaupt nicht mehr wundert. Auf diese Form der Endstufenzerre kann auch ich verzichten, mir kam es schon immer so vor dass wenn richtig laut aufgerissen entgegen aller Meinungen der Sound für mich sehr kantig und spitz wird.
Jepp, IMO tragen da die Speaker und Boxen am meisten zu einem weicheren Sound bei. Eine 4x12 Greenback kann an NonMV Amps meiner Meinung nach wunder wirken, eine 1x12 mit dem falschen zB höhenreichen Speaker genau das Gegenteil erreichen. Mein 6V6 Wreck zB klingt an den meisten Speakern viel zu direkt und steril, kommt aber die richtige Box dran wird der Klang smooth und hat bei weitem genug Bässe. Eigentlich braucht man sich ja nur den Sound an einem Line-out anhören, da ist der Röhrencharme sofort verflogen ;)
BTW Danke für den Ausführungen.
Gruß,
Sepp
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Kleiner Nachtrag noch: Der jtm hat in für beide Screenleitungen einen gemeinsamen 1k und dann glaube ich noch einzeln 470Ohm pro Röhre . Das erklärt warum ich am Oscii die doppelte Welligkeit im Screen gegenüber dem JVM sehe - das ist der Einfluss der fallenden Scrennspannung der anderen Röhre (2/3 davon etwa). Die Screenspannugen "erholen" sich aber scheinbar in den Nulldurchgängen der Steuerspannung "schlechter".
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Warum das so extrem komprimiert ist mir noch rätselhaft. Der G1 Strom muss hier scheinbar wesentlich schärfer einsetzen als wie in einer Vorstufe - wobei die fallende G2-Spannung mit der dadurch verursachten Änderung des Kennlinienfeldes ja den Durchgang zum Gridcurrent verstärkt!
Stefan,
Warum ist der Plateau Effekt an der Endröhren größer?
>> EL34: Ik max 150 mA
>> ECC83: Ik max 8 mA
Daraus wird deutlich, das die sich ausbildende Diode in einer EL34 weitaus niederohmiger ist.
zum Thema Ursache und Wirkung:
wenn G1 positiv wird und Strom zieht, erhöht sich dementsprechend der G2 Strom, und dadurch sinkt die Spannung an G2, G2 Gitterwiderstand vorausgesetzt.
Gruß Hans- Georg
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Dafür steuerte ich ja das G1 ja auch mit +-50V und mehr an, bei einer Vorstufe vergleichbar mit +-2V.
Was nutzen denn eigentlich die 5k6 gegenüber den 100k an der PI-Anode?
Sicher das G1 Strom zu erhöhtem G2 Strom führt? Fliegen dadurch ein paar Elektronen mehr auch geradeaus? Wäre ja fatal, mehr G2 drückt ja noch mehr die Kennlinie -> noch mehr G1 Strom -> mehr G2 ... das wäre in der Tat Selbstzerstörung, würde aber mind. die zu beobachtende extreme Kompression bzw. das Clippen erklären
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Dafür steuerte ich ja das G1 ja auch mit +-50V und mehr an, bei einer Vorstufe vergleichbar mit +-2V.
Stefan,
die Endstufe hat einen fixed bias von schätzungsweise -36 bis -38V.
Schalt mal beim Scope auf DC für G1, dann siehst Du die Verhältnisse am G1 im Verhältnis zu 0V besser. Das Plateau wird vermutlich die 5V liegen.
Zum erhöhten G2 Strom schau Dir das Bild hier an http://www.tube-town.de/ttforum/index.php/topic,18280.msg183835.html#msg183835 (http://www.tube-town.de/ttforum/index.php/topic,18280.msg183835.html#msg183835).
G1 geht bis 15V peak, der dazugehörige gemessene Peak Strom ist ca 15 mA (nicht auf dem Bild dargestellt, getrennt ausgemessen). Der G2 Strom steigt entsprechend, was an der G2 Spannungskurve zu erkennen ist.
Im Fall der GU50 (echte Pentode, keine Power Tetrode) ist im Peak Moment der äquivalente Lastwiderstand also 1K. Ich gehe bei der EL34 von ähnlichen Verhältnissen aus.
Wie sieht die Situation aus wenn G1 negativ ist. Solange G1 negativ ist, ist der Lastwiderstand nach JVM410 Schaltplan 220K. Vereinfacht betrachtet ändert sich der Lastwiderstand also um den Faktor >100. Dadurch entsteht ein Plateau, wenn der Innenwiderstand der Quelle deutlich höher als 1K ist.
Zur Größe des Signals: Der Übergang zwischen diesen beiden Zuständen ist um so schärfer, je größer das Signal ist, da ja die Diodenkennlinie zwischen G1 und Kathode fest der Röhre zugeordnet ist. Daher erscheint der Effekt an der Vorstufe sanfter.
Gruß
Hans- Georg
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nun, ich verstehe Deine Kennlinie nicht so ganz und kenn auch die Röhre nicht. G2 Strom fliesst erstmal erhöht mit mehr Anodenstrom bzw. fallender Ua, das ist ja sogar in den Kennblättern zumeist in extra charts dokumentiert.
Dass Du bei +15V am G1 noch kein clipping hast ist mehr als erstaunlich imo. Aber die Röhre ist halt was anderes als eine 6l6gc o. el34. Bist Du sicher dass Du die 0V Linie richtig markiert hast, dass Du wirklich 15V positiv warst am G1???
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Stefan,
Das G1 wird bei dieser Schaltung mit einem MOSFET Follower angesteuert (Innenwiderstand unter 10 Ohm).
Das Ganze nennt sich Gegentakt AB2 Betrieb (maximale Leistung durch Ausnutzung des Gitterstrombetriebs)
Schau Dir die Schaltung hier an http://www.tube-town.de/ttforum/index.php/topic,15722.msg184341.html#msg184341 (http://www.tube-town.de/ttforum/index.php/topic,15722.msg184341.html#msg184341)
Im Prinzip kannst Du jede Endröhre im Gegentakt AB2 Betrieb betreiben, Du solltest allerdings die erlaubte G1 Verlustleistung der jeweiligen Röhre nicht überschreiten.
Und: Ja ich bin mir sicher, das die 0 Line richtig markiert ist ;)
Gruß Hans- Georg
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Bilder, neue Bilder..
Ich habe bei einem selbstgebauten 15W Amp die gleichen Messungen wiederholt
2x JJ el84
Ua 335V
Rk 150Ohm, Bypass 100uF
Gridstopper 4.7k
Screengrid 470Ohm (auch voltage drop R 470Ohm), Brückengleichrichter mit Dioden
Schaltplan in anderem aktuellem Thread
angesteuert wieder 220Hz, mit PPIMV eingedreht, wenig Gain vorne so dass Sinus durchkommt
Ergebnis: Scheint weicher in das G1 Gridcurrent zu fallen
Gruß
Stefan